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    本發明提供一種用在切換電源供應器之中的範例積體電路控制器，其包含一脈衝寬度調變(PWM)電路以及一時序電路。該PWM電路會控制一切換器以便響應於一流經該切換器的切換電流並響應於一具有一切換週期的時脈訊號來調節該電源供應器之輸出。該時序電路會提供該時脈訊號並響應於該切換器之超過一臨界時間的導通時間來增加該切換週期。
    公开号:TW201322632A
    申请号:TW101127112
    申请日:2012-07-27
    公开日:2013-06-01
    发明作者:Stefan Baeurle；Guangchao Darson Zhang；Arthur B Odell；Mingming Mao；Michael Yue Zhang；Edward Deng
    申请人:Power Integrations Inc；
    IPC主号:H02M3-00
    专利说明:
    電源供應控制器之改變切換頻率與週期
    本發明大體上和電源供應器有關，且更明確地說，本發明和用於切換模式電源供應器的控制器有關。
    電子裝置會使用電力來操作。切換模式電源供應器因為高效率、小尺寸、以及重量輕的關係，通常會被用來供電給許多現今的電子裝置。習知的壁式插座會提供高電壓交流電。於一切換式電源供應器中，一高電壓交流(ac)輸入會經由一能量轉換元件被轉換以提供一經過妥適穩壓的直流(dc)輸出。在操作中，一切換器會被用來藉由改變責任循環(通常係該切換器之導通時間與總切換週期的比值)、改變切換頻率、或是改變一切換模式電源供應器中該切換器之每個單位時間的脈衝數量來提供所希的輸出。
    該切換模式電源供應器還包含一控制器，其通常會藉由感測與控制一封閉迴路中的輸出來提供輸出調節。該控制器可能會接收一用以代表該輸出的回授訊號，而且該控制器會響應於該回授訊號來改變一或多個參數，以便將該輸出調節至所希數額。各種控制模式皆可運用。其中一種控制模式被稱為脈衝寬度調變(PWM)尖峰電流模式控制。在PWM尖峰電流模式控制中，切換器會保持導通直到切換器中的電流達到電流極限為止。一旦達到電流極限，控制器便會在該切換週期的剩餘時間中將該切換器關閉。一般來說，較高的電流極限會導致該切換器較長的導通時間以及較大的負載比。然而，對操作在具有大負載比(通常係大於50%的負載比)之連續導通模式(CCW)中的控制器來說，小誤差訊號擾動卻可能會導致發生次諧波振盪。
    本發明提供一種用在切換電源供應器之中的積體電路控制器，其包含：一脈衝寬度調變(PWM)電路，其會被耦合用以控制一切換器以便響應於一流經該切換器的切換電流並響應於一具有一切換週期的時脈訊號來調節該電源供應器之輸出；以及一時序電路，其會被耦合至該PWM電路以便提供該時脈訊號，其中，該時序電路會響應於該切換器之超過一臨界時間的導通時間來增加該時脈訊號的切換週期。
    本文說明一種具有變動切換頻率與週期的控制器的實施例。在下面的說明中提出許多明確細節以便透澈瞭解該等實施例。然而，熟習相關技術的人士便會理解，沒有該等明確細節中的一或多者，或者利用其它方法、器件、材料、...等亦可實行本文所述之技術。於其它實例中並不會詳細顯示或說明眾所熟知的結構、材料、或操作，以免混淆特定觀點。
    整篇說明書中引用的「其中一實施例」、「一實施例」、「其中一範例」、或是「一範例」意謂著在本發明的至少一實施例中包含配合該實施例或範例所述的一特殊特點、結構、或是特徵。因此，出現在整篇說明書中各個地方的用語「於其中一實施例中」、「於一實施例中」、「其中一範例」、或是「一範例」未必全部表示相同的實施例或範例。再者，該等特殊特點、結構、或是特徵可以在一或多個實施例或範例中以任何合宜的組合及/或子組合來結合。此外，應該明白的係，此處所提供的圖式係要針對熟習本技術的人士達到解釋之目的而且未必依照比例繪製。
    各種控制模式皆可用來調節一電源供應器的輸出。其中一種控制模式被稱為脈衝寬度調變(PWM)電流模式控制。在PWM電流模式控制中，切換器會保持導通直到切換器中的電流達到電流極限或是達到最大負載比為止。於其中一實施例中，該電流極限為該切換器的尖峰電流。一旦達到電流極限，控制器便會在該切換週期的剩餘時間中將該切換器關閉。一般來說，較高的電流極限會導致該切換器較長的導通時間以及較大的負載比。然而，對操作在具有大負載比(通常係大於50%的負載比)之連續導通模式(CCW)中的控制器來說，小誤差訊號擾動卻可能會導致發生次諧波振盪。明確地說，次諧波振盪可能發生在切換頻率不會改變(切換週期TS因而不會改變)的習知PWM電流模式控制中。
    用以防止次諧波振盪的典型方法包含利用負載比來改變電流極限。於此情況中，該電流極限不固定，而且當負載比提高時該電流極限會係一線性遞減斜坡。這通常被稱為斜率補償。然而，運用斜率補償卻會有缺點。舉例來說，在連續導通模式(CCW)中，輸出功率和切換器的尖峰電流成正比，而且該尖峰電流會隨著電流極限線性遞減而下降。因此，輸出功率會在高負載比中下降。斜率補償還會損害PWM電流模式控制的迴路頻寬與相位邊限的好處。為抵銷輸出功率的下降，電流極限可能會全面提高。然而，電源供應器器件(例如，切換器、變壓器、鉗止電路、以及輸出整流器)卻必須被額定設計用於較高的電流數值中。此方式的缺點係，一器件的電流額定值越高通常意謂著該器件的尺寸會增加。因此，運用電流極限斜率補償會導致要在尺寸與輸出功率之間進行取捨。
    利用習知的PWM尖峰電流模式控制(切換頻率不會因該控制器而改變)，當在連續導通模式中，次諧波振盪可能會出現在高負載比處。由於次諧波振盪的關係，切換器的關閉時間可能會從一切換週期劇烈地變成下一個切換週期，從而在輸出電壓處產生大漣波。次諧波振盪可能還會降低電源供應器的最大輸出功率能力。因此，本發明的實施例會降低持續次諧波振盪的可能性，並且在可能發生次諧波振盪時於特定的關鍵時間tC之後降低因改變切換頻率(因而改變切換週期TS)而在關閉時間中所造成的大幅變異。於其中一實施例中，總切換週期TS會改變導通時間tON與該關鍵時間tC之間的差值的倍數。於另一實施例中，切換器的關閉時間TOFF會改變導通時間tON與該關鍵時間tC之間的差值的倍數。於其中一實施例中，該倍數係一分數。於其中一範例中，這會產生一超過多個連續切換循環之實質上固定的關閉時間TOFF。藉由在導通時間大於該關鍵時間tC時改變切換頻率，可以降低持續次諧波振盪的可能性。如進一步的討論，本發明的實施例包含變更一時序電路電壓，以便改變該切換頻率。
    首先參考圖1，圖中所示的係一範例切換模式電源供應器100的示意圖，其包含：輸入VIN 102、能量轉換元件T1 104、能量轉換元件T1 104的一次線圈106、能量轉換元件T1 104的二次線圈108、切換器S1 110、鉗止電路112、整流器D1 114、輸出電容器C1 116、負載118、輸出量UO、輸出電壓VO、輸出電流IO、回授電路120、控制器122、回授訊號124、電流感測輸入126、驅動訊號128、以及切換電流ID 130。圖1中所示之範例切換模式電源供應器100的拓樸為返馳穩壓器類型，其僅係可從本發明之教示內容中獲得好處的切換模式電源供應器拓樸的其中一範例。應該明白的係，其它已知拓樸與配置的切換模式電源供應穩壓器亦可從本發明之教示內容中獲得好處。
    切換模式電源供應器100會從一未經調節的輸入VIN 102處提供輸出功率至負載118。於其中一實施例中，該輸入VIN 102係一經整流與濾波的ac線電壓。於另一實施例中，該輸入電壓VIN 102係一dc輸入電壓。該輸入VIN 102會被耦合至能量轉換元件T1 104。於本發明的某些實施例中，該能量轉換元件T1 104可能係一耦合電感器。於本發明的某些實施例中，該能量轉換元件T1 104可能係一變壓器。於圖1的範例中，該能量轉換元件T1 104包含兩個線圈，一次線圈106與二次線圈108。NP與NS分別係一次線圈106與二次線圈108的匝數。一次線圈106會進一步被耦合至主動切換器S1 110，其接著會進一步被耦合至輸入回路111。此外，鉗止電路112則會被耦合跨越該能量轉換元件T1 104的一次線圈106。該能量轉換元件T1 104的二次線圈108會被耦合至整流器D1 114。於圖1中所示的範例中，該整流器D1 114的範例係一二極體，而且二次線圈108會被耦合至該二極體的陽極端。然而，於某些實施例中，該整流器D1 114可能係一作為同步整流器的電晶體。輸出電容器C1 116與負載118兩者都會被耦合至整流器D1 114。於圖1的範例中，該整流器D1 114的範例係一二極體，而且輸出電容器C1 116與負載118兩者都會被耦合至該二極體的陰極端。一輸出會被提供至該負載118並且可被提供作為輸出電壓VO、輸出電流IO、或是兩者之組合。
    此外，該切換模式電源供應器100進一步包括用以調節以輸出量UO作為範例之輸出的電路系統。一般來說，輸出量UO係輸出電壓VO、輸出電流IO、或是兩者之組合。一回授電路120會被耦合用以感測該輸出量UO。於其中一實施例中，該回授電路120可能會從該電源供應器100的輸出處感測該輸出量UO。於另一實施例中，該回授電路120可能會從該能量轉換元件T1 104的一額外線圈處感測該輸出量。控制器122會進一步被耦合至該回授電路120並且包括數個終端。於其中一終端處，該控制器122會從該回授電路120處接收一回授訊號UFB 124。該控制器122進一步包含用於電流感測輸入126與驅動訊號128的終端。該電流感測輸入126會感測切換器S1 110之中的切換電流ID 130。此外，該控制器122還會提供一驅動訊號128給該切換器S1 110，用以控制各種切換參數。此等參數的範例可能包含切換頻率、切換週期、責任循環、或是該切換器S1 110的個別導通時間與關閉時間。
    在操作中，圖1的切換模式電源供應器100會從一未經調節的輸入VIN 102(例如，未經調節的輸入電壓)處提供輸出功率給負載118。該切換模式電源供應器100會運用該能量轉換元件T1 104在該等一次線圈106與二次線圈108之間轉換來自該輸入VIN 102的電壓。該鉗止電路112會被耦合至該能量轉換元件T1 104的一次線圈106，用以限制該切換器S1 110的最大電壓。於其中一實施例中，該鉗止電路112會限制該切換器S1 110上的最大電壓。切換器S1 110會響應於接收自該控制器122的驅動訊號128而張開與閉合。於某些實施例中，該切換器S1 110可能係一電晶體，而該控制器122可能包含積體電路及/或離散電器件。於其中一實施例中，控制器122與切換器S1 110會一起被併入單一積體電路132之中。於其中一範例中，積體電路132係一整體式的積體電路。於另一範例中，積體電路132係一混合式積體電路。
    在操作中，切換器S1 110的切換會在整流器D1 114處產生一脈衝電流。整流器D1 114中的電流會由輸出電容器C1 116過濾，用以在負載118處產生一實質上恆定的輸出電壓VO、輸出電流IO、或是兩者之組合。
    該回授電路120會感測輸出量UO，用以提供該回授訊號UFB 124給控制器122。在圖1的範例中，該控制器122還會接收電流感測輸入126，該輸入會轉送該切換器S1 110之中的已感測電流ID 130。該切換電流ID 130可以各種方式被感測，例如，舉例來說，跨越一離散電阻器的電壓或是當該電晶體為導通時跨越該電晶體的電壓。
    該控制器122會響應於各種系統輸入來輸出一驅動訊號128用以操作該切換器S1 110，以便將該輸出量UO實質上調節至所希的數值。利用該回授電路120與該控制器122，該切換模式電源供應器100的輸出會在一封閉迴路之中被調節。此外，該控制器122還包含一時序電路(下面會更詳細討論)，其會定義該切換器S1 110的切換循環，其會有一切換週期TS與一切換頻率fS，其中，TS=1/fS。
    於本發明的其中一實施例中，該控制器122可能會運用一種在該切換器S1 110的導通時間tON大於關鍵時間tC時改變切換頻率fS的控制技藝。於進一步實施例中，該控制器122會在該切換器S1 110的導通時間tON大於關鍵時間tC時降低切換頻率fS(換言之，延長切換週期TS)。對一固定的負載來說，當該導通時間小於該關鍵時間時，該控制器122的切換週期(以及切換頻率)可能係一固定的週期；而當該切換器S1 110的導通時間tON大於關鍵時間tC時，該控制器122便會改變該切換週期(或是切換頻率)。
    如上面所提，該切換週期TS可能會改變導通時間tON與關鍵時間tC之間的差值的倍數。於某些實施例中，該倍數係一小於1的數值。藉由在該切換器的導通時間tON大於關鍵時間tC時(其對應於一大負載比)改變切換頻率fS，可以防止次諧波振盪。根據本發明的其中一實施例，藉由響應於切換器S1 110的導通時間tON來調變切換器S1 110的切換頻率fS(以及切換週期TS)，可以防止次諧波振盪。如進一步的討論，當切換器S1 110的導通時間tON大於關鍵時間tC時，一已併入該控制器之中的時序電路會改變至一替代放電模式。一旦該切換器S1 110關閉，該時序電路便會重新啟動正常的放電模式。藉由選擇在該替代放電模式期間選擇該時序電路電容器的放電速率，可以防止次諧波振盪。
    各種導通模式的切換電流圖解在圖2A之中。圖中顯示圖1之電源供應器100的一範例切換電流波形關係圖，其包含一切換週期TS 204、一切換導通時間tON 206、一切換關閉時間tOFF 208、梯形形狀210、以及三角形形狀212。圖2A所示的係在連續導通模式(CCM)與不連續導通模式(DCM)兩者之中的切換電流ID 202隨著時間流逝的一般性波形。
    在任何切換週期TS 204期間，切換器S1 110可能會響應於來自控制器122的驅動訊號128而導通，用以調節輸出UO。切換週期TS 204可能會分成兩個時間區段：切換導通時間tON 206與切換關閉時間tOFF 208。切換導通時間tON 206表示該切換週期TS 204之中該切換器S1 110為導通的部分。切換關閉時間tOFF 208表示該切換週期TS 204之中該切換器S1 110為不導通的部分。圖2A的電流波形顯是兩個基本的操作模式。梯形形狀210的特徵為連續導通模式(CCM)；而三角形形狀212的特徵為不連續導通模式(DCM)。在CCM期間，切換電流ID 202在切換導通時間tON 206剛閉始之後實質上為非零並且會在整個切換導通時間tON 206中穩定地增加。在DCM期間，切換電流ID 202在切換導通時間tON 206剛開始之後實質上為零並且會在整個切換導通時間tON 206中穩定地增加。在切換關閉時間tOFF 208期間，切換電流ID 202在CCM與DCM兩者之中實質上為零。
    當習知控制器運用PWM電流模式控制並且操作在負載比大於或等於50%的CCM之中時通常會發生次諧波振盪。圖2B顯示當切換器S1 110的PWM電流模式控制被用來調節輸出量UO時圖1的切換電流ID相對於時間的一般波形。圖2B圖解切換電流ID 214、切換週期TS 216、切換導通時間tON 218、切換關閉時間tOFF 220、以及電流極限ILIM 222。在圖2B的範例中，控制器122係操作在CCM之中。
    切換器S1 110在每一個切換週期TS 216的開始處會導通。切換器S1 110會一直導通，直到切換電流ID 214達到電流極限ILIM 222為止。於其中一範例中，電流極限ILIM 222控制在一恆定的切換週期TS 216(亦稱為固定的切換頻率fS)處會將該切換電流ID 214的尖峰維持在用以調節該輸出量UO所需的數值處。一般來說，較高的電流極限ILIM 222會導致較長的切換導通時間tON 218。於本發明的某些實施例中，該電流極限ILIM 222也會是尖峰主電流IPEAK。該調節係藉由被稱為固定頻率PWM電流模式控制、固定頻率PWM電流程式化控制、及/或尖峰電流模式控制的PWM技術來完成。
    然而，應該明白的係，「固定頻率控制」一詞未必表示切換器S1 110的切換頻率fS保持不變。取而代之的係，「固定頻率控制」一詞可能僅表示該切換器的切換頻率fS並非作為用以調節該輸出量UO的控制變數。對固定頻率PWM電流模式控制的範例來說，電流極限ILIM 222的數值會被用來作為用以調節該輸出量UO的控制變數。在各實施例中，改變切換頻率fS以防止次諧波振盪仍可運用在固定頻率控制模式中，因為該切換頻率fS並非作為用以調節該輸出量UO的控制變數。此外，用於EMI放射的頻率調變(亦稱為頻率跳動)亦可配合改變切換頻率來運用，用以防止次諧波振盪。
    接著參考圖3，圖中所示的係運用一控制技藝來改變切換器之切換頻率fS與關閉時間tSOFF的電源供應器100之範例切換電流波形ID的關係圖，其包含切換電流ID 302、切換週期TS 304、306、308、以及310、基礎週期T0 312、關鍵時間tC 314、第一電流極限ILIM1 316、第二電流極限ILIM2 318、第三電流極限ILIM3 320、以及第四電流極限ILIM4 322。此外，每一個切換週期TS 304、306、308、以及310皆具有一個別的導通時間tON與關閉時間tOFF。如圖3中所示，切換週期TS 308及310還包含一個別的延長導通時間tONX、一基礎關閉時間tOFFB、以及延長週期TX 324與326。
    如上面參考圖2B所提，切換器S1 110在每一個切換週期TS的開始處會導通，直到達到該個別切換週期TS的電流極限為止。圖3顯示該控制器122操作在CCM之中並且運用電流模式控制。如上面所提，較大的電流極限通常會導致較長的切換導通時間tON。一般來說，切換電流ID 302多快增加至電流極限會部分相依於該輸入電壓VIN 102以及一次線圈106的電感LP。
    在切換週期TS 304期間，切換電流ID 302會一直增加直到達到第一電流極限ILIM1 316為止。如圖所示，切換週期TS 304期間的導通時間tON小於關鍵時間tC 314。因此，切換週期TS 304與關閉時間tOFF並不會變更，且因此，切換週期TS 304會固定成實質上等於基礎週期T0 312。於其中一實施例中，關鍵時間tC 314實質上等於基礎週期T0 312的一半，或者，數學表示為：。關鍵時間tC的數值為若切換頻率不改變的話可能發生次諧波振盪的時間點。
    在切換週期TS 306期間，切換電流ID 302會一直增加直到達到第二電流極限ILIM2 318為止。如圖所示，切換週期TS 306期間的導通時間tON實質上等於關鍵時間tC 314，而且切換週期TS 306與關閉時間tOFF並不會變更。因此，切換週期TS 306同樣會固定成實質上等於基礎週期T0 312。當導通時間tON實質上小於或等於關鍵時間tC 314時，如切換週期TS 304與306中所示，控制器122會處於正常操作模式之中，其中，切換週期TS 304與306為固定的切換週期。於其中一實施例中，固定的切換週期係不會改變的切換週期並且會根據控制器122之中所包含的時序電路(舉例來說，振盪器)的設定頻率來預設。
    然而，在切換週期TS 308期間，切換電流ID 302會一直增加直到達到第三電流極限ILIM3 320為止。如圖所示，切換週期TS 308期間的導通時間tON大於關鍵時間tC 314。根據圖3的實施例，切換週期TS 308會延伸超越基礎週期T0 312延長週期TX 324。如進一步的討論，延長週期TX 324的長度會相依於導通時間tON延伸超過關鍵時間tC 314的長度。換言之，切換週期TS 308的延長量會相依於該導通時間tON與該關鍵時間tC 314之間的差值，其亦顯示為切換週期TS 308之中的延長導通時間tONX(tONX=tON-tC)。
    在切換週期TS 310期間，切換電流ID 302會一直增加直到達到第四電流極限ILIM34 322為止。如圖所示，切換週期TS 310期間的導通時間tON大於關鍵時間tC 314與切換週期TS 310，因此，會延伸超越基礎週期T0 312延長週期TX 326。延長週期TX 326的長度會相依於切換週期TS 310期間的延長導通時間tONX。
    如切換週期308與310所示，該切換週期TS可以表示成基礎週期T0 312和延長週期TX的函數：T S =T0+TX (1)延長週期TX的長度會相依於個別切換週期TS期間的延長導通時間tONX。如上面參考切換週期304與306所示，當導通時間tON小於或等於關鍵時間tC 314時，該切換週期為固定並且實質上等於基礎週期T0 312。同樣地，延長週期TX 324與326可以寫成：TX=k(t ON -t C )=kt ONX (2)其中，k為一延長係數並且0≦k。於其中一實施例中，延長係數k係一常數。於另一實施例中，延長係數k並不是常數(如進一步的討論)。應該明白的係，延長切換週期TS會導致切換頻率fS縮短。於其中一實施例中，延長係數k的數值可能相依於控制器122的各種參數(例如，控制器122的一時序電路的參數、延長導通時間tONX、基礎週期T、導通時間tON、或是負載比D)。藉由決定延長係數k的數值，可以防止次諧波振盪。換言之，藉由決定延長導通時間tONX影響切換週期TS的程度，可以防止次諧波振盪。如公式1與2中所示，切換週期TS可能改變導通時間tON與關鍵時間tC 314之間的差值的倍數。
    進一步言之，關閉時間tOFF可能會從基礎關閉時間tOFFB處改變，而且變異量同樣會相依於導通時間tON與關鍵時間tC 314之間的差值(tONX)。如圖所示，當導通時間tON大於關鍵時間tC 314時，關閉時間tOFF可以表達成基礎關閉時間tOFFB和延長週期TX的函數：t OFF =t OFFB +TX (3)其中，基礎關閉時間tOFFB係基礎週期T0 312和導通時間tON之間的差值：tOFFB=T0-tON。換言之，根據實施例，若切換週期TS沒有延伸超過基礎週期T0 312的話，基礎關閉時間tOFFB便代表關閉時間tOFF的數值。應該注意的係，當導通時間tON小於或等於關鍵時間tC 314時，關閉時間tOFF實質上會等於基礎關閉時間tOFFB。藉由將公式(2)代入公式(3)之中，關閉時間可以表達成：t OFF =t OFFB +kt ONX (4)如公式(4)中所示，關閉時間tOFF可能改變導通時間tON與關鍵時間tC 314之間的差值的倍數。
    進一步言之，藉由確保關閉時間tOFF大於或等於基礎週期T0與導通時間tON所決定的一極限值亦可以防止次諧波振盪： 運用公式(5)，切換週期TS可以表達成：
    運用公式(5)與(6)，切換週期TS則可以更動並表達成基礎週期T0、延長導通時間tONX、以及延長係數k的函數，例如，公式(1)與(2)： 從公式(7)中，延長係數k為延長導通時間tONX與基礎週期T0的函數：。因此，當切換週期TS大於或等於公式(7)中所示的數額可以防止次諧波振盪。
    接著，參考圖4，圖中所示的係控制器122的一範例的方塊圖，其包含一脈衝寬度調變(PWM)方塊402以及一時序電路404。該PWM方塊402包含一比較器406、一OR閘408、以及一正反器412。圖4中還進一步圖解回授電路120、回授訊號UFB 124、電流感測訊號126、驅動訊號128、DCMAX訊號410、時脈訊號416、以及導通時間訊號UON 418。
    控制器122包含PWM方塊402以及時序電路404。PWM方塊402會被耦合用以接收電流感測訊號126以及回授訊號UFB 124。PWM方塊402還會被耦合至時序電路404，用以接收時脈訊號416。視情況，該PWM方塊402可能還會從該時序電路404處接收DCMAX訊號410。運用時脈訊號416、DCMAX訊號410、電流感測訊號126、以及回授訊號UFB 124，PWM方塊402便會輸出該驅動訊號128。
    PWM方塊402還進一步包含比較器406、OR閘408、以及正反器412。比較器406會被耦合用以接收電流感測訊號126及回授訊號UFB 124。於圖中所示的範例中，電流感測訊號126係在比較器406的非反向輸入處被接收，而回授訊號UFB 124係在比較器406的反向輸入處被接收。於其中一實施例中，回授訊號UFB 124係一電壓訊號或是一電流訊號並且可以代表切換器S1 110的電流極限。於另一實施例中，比較器406會接收一響應於回授訊號UFB 124之數值所決定的變動電流極限。進一步言之，該電流感測訊號126係一電壓訊號或是一電流訊號並且可以代表切換電流ID 130。當電流感測訊號126的數值大於回授訊號UFB 124所提供之電流極限的數值時，比較器406的輸出會是邏輯高位準。否則，比較器406的輸出便是邏輯低位準。
    比較器406的輸出會耦合至OR閘408的其中一輸入。OR閘408的另一輸入會被耦合用以接收DCMAX訊號410。DCMAX訊號410係一矩形波形，其具有不同長度的邏輯高位準區段與邏輯低位準區段。於其中一範例中，該邏輯高位準區段的下降緣對應於最大負載比DMAX。於另一範例中，DCMAX訊號410的邏輯高位準區段的長度對應於最大負載比。然而，OR閘408之輸入處的小圓圈表示該OR閘408接收反向的DCMAX訊號410。
    正反器412會耦合至OR閘408並且耦合至時序電路404。於圖中所示的範例中，該正反器412係一D正反器，而且該時序電路404會被耦合用以提供時脈訊號416給正反器412的時脈輸入。時脈訊號416係一矩形脈衝波形，而且連續上升緣之間的時間量實質上等於切換週期TS。進一步言之，OR閘408的輸出會被耦合至正反器412的重置輸入。如圖所示，正反器412的D輸入會被耦合用以接收一邏輯高位準數值。該正反器412接著會輸出該驅動訊號128給切換器S1 110。驅動訊號128係一矩形波形，其具有不同長度的邏輯高位準區段與邏輯低位準區段。於其中一實施例中，該等邏輯高位準區段對應於切換器S1 110的導通時間，而該等邏輯低位準區段對應於切換器S1 110的關閉時間。
    時序電路404會接收導通時間訊號UON 418並且輸出該時脈訊號416給PWM方塊402。視情況，時序電路404可能還會提供DCMAX訊號410給PWM方塊402。導通時間訊號UON 418會提供和切換器S1 110之導通時間有關的資訊並且可能係一矩形脈衝波形，其具有不同長度的邏輯高位準區段與邏輯低位準區段。於其中一範例中，該驅動訊號128可用於該導通時間訊號，俾使得該時序電路404會被耦合至正反器412的一輸出，用以接收導通時間訊號UON 418A。或者，電流感測訊號126可用於該導通時間訊號UON 418，俾使得該時序電路404會被耦合用以接收導通時間訊號UON 418B。又，於另一範例中，比較器406的輸出可用於該導通時間訊號UON 418，俾使得該時序電路404會被耦合至該比較器406的輸出，用以接收導通時間訊號UON 418C。
    該時序電路404會透過時脈訊號416提供該切換週期TS給PWM方塊402。也就是，於其中一範例中，時脈訊號416的週期係切換週期TS。於其中一範例中，可能會使用一振盪器作為該時序電路404。運用由該導通時間訊號UON 418所提供之切換器S1 110的導通時間tON，該時序電路404會將該切換週期TS改變導通時間tON與關鍵時間tC之間的差值的倍數。於實施例中，除非導通時間tON大於關鍵時間tC，否則，該時序電路404並不會改變切換週期TS。於其中一實施例中，時脈訊號416係一矩形脈衝波形。於其中一實施例中，時脈訊號416的上升緣表示切換週期TS的起點。
    在操作中，當時脈訊號416產生邏輯高位準數值的脈衝時會發訊通知切換週期TS的起點。正反器412的輸出會轉變成一邏輯高位準數值(由於D輸入處之邏輯高位準的關係)，而驅動訊號128則會開啟該切換器S1 110。於其中一實施例中，當達到該關鍵時間tC時該時脈訊號416會下降至一邏輯低位準數值，而鎖存器412的輸出會維持在邏輯高位準數值處直到該正反器412被重置為止。若比較器406的輸出為邏輯高位準(對應於當電流感測訊號126的數值大於回授訊號UFB 124所提供之電流極限的數值時)或是反向DCMAX訊號410為邏輯高位準(或是兩者)的話，OR閘408的輸出便是邏輯高位準。當正反器412在重置輸入處接收一邏輯高位準數值時，驅動訊號128(也就是，正反器412的輸出)會轉變成邏輯低位準數值且該切換器S1 110會關閉。現在將參考圖8來討論時脈訊號416與DCMAX訊號410的時脈波形的範例。
    接著參考圖5A，圖中所示的係圖4之時序電路404的電壓波形VTIM 528的關係圖，其包含一下參考電壓VL 530、一上參考電壓VH 532、一最大負載比電壓VDM 533、以及關鍵時間tC 514。圖5A中進一步圖解切換電流ID 502、切換週期TS 504、506、508、510、基礎週期T0 512、關鍵時間tC 514、第一電流極限ILIM1 516、第二電流極限ILIM2 518、第三電流極限ILIM3 520、以及第四電流極限ILIM4 522。此外，每一個切換週期TS 504、506、508、以及510皆具有一個別的導通時間tON與關閉時間tOFF。如圖5A中所示，切換週期TS 508及510還包含一個別的延長導通時間tONX、一基礎關閉時間tOFFB、以及延長週期TX 524與526。
    代表切換電流ID 502的波形雷同於圖3中所示的切換電流ID 302以及對應的參考符號。圖5A所示的係個別切換電流ID 502的時序電壓VTIM 528的其中一範例。於其中一實施例中，時序電路404包含一時序電容器(下面會討論)，其中，時序電壓VTIM 528係跨越該時序電容器的電壓。在每一個切換週期中，時序電壓VTIM 528會以斜率m1增加直到其達到上參考電壓VH 532為止，並且接著會下降直到其達到下參考電壓VL 530為止。然而，時序電路404可能包含兩種模式用以將該電容器放電至該下參考電壓VL 530。於一正常的放電模式中，時序電壓VTIM 528會以斜率m3下降直到其達到下參考電壓VL 530為止。當導通時間tON大於關鍵時間tC，該時序電路404會切換至一替代放電模式，而且時序電壓VTIM 528會以負值或零的二或多個斜率(舉例來說，m2與m3)放電。於其中一實施例中，在結束導通時間tON時，時序電路404會從該替代放電模式改變成正常的放電模式，而且時序電壓VTIM 528會以斜率m3下降。此外，上參考電壓VH 532可能對應於關鍵電壓VC。關鍵電壓VC表示該時序電路位於基礎週期T0 512的50%處。換言之，在關鍵時間tC 514處，時序電壓VTIM 528的數值實質上等於上參考電壓VH 532。如圖所示，時序電壓VTIM 528運用三個臨界電壓。
    在每一個切換週期的起點處，時序電壓VTIM 528會從該下參考電壓VL 530處開始並且增加至該上參考電壓VH 532。一旦在該上參考電壓VH 532處，時序電壓VTIM 528便會下降，直到其達到該下參考電壓VL 530為止。當時序電壓VTIM 528達到下參考電壓VL 530，目前的切換週期便會結束並且開始一新的切換週期。因此，時序電壓VTIM 528上升至該下參考電壓VL 530並且接著下降至該上參考電壓VH 532的時間會決定切換週期TS的長度。換言之，時脈訊號416的切換週期TS等於時序電容器充電至一上參考電壓VH 532的充電時間加上時序電容器放電至一下參考電壓VL 530的放電時間。
    在切換週期TS 504期間，導通時間tON小於關鍵時間tC 514且切換週期TS 504不會延長超過該基礎週期T0 512。因此，時序電路404係操作在正常放電模式之中。如圖5A所示，時序電壓VTIM 528會以斜率m1上升到上參考電壓VH 532並且以斜率m3下降至下參考電壓VL 530，而不會有任何中斷。於其中一實施例中，斜率m3的大小實質上等於斜率m1的大小，或者，|m 3|=|m 1|。
    在切換週期TS 506期間，導通時間tON實質上等於關鍵時間tC 514且切換週期TS 506不會延長超過該基礎週期T0 512。雷同於切換週期TS 504，時序電路404係操作在正常放電模式之中而且時序電壓VTIM 528會以斜率m1上升到上參考電壓VH 532並且以斜率m3下降至下參考電壓VL 530，而不會有任何中斷。
    在切換週期TS 508期間，導通時間tON大於關鍵時間tC 514。因此，時序電路404係操作在替代的放電模式之中而且換週期TS 504會延長超過該基礎週期T0 512。在圖5A的範例中，時序電壓波形VTIM 528會以斜率m1上升直到導通時間tON實質上等於關鍵時間tC 514為止。換言之，時序電壓波形VTIM 528會以斜率m1上升直到達到上參考電壓VH 532為止。當達到上參考電壓VH 532時，時序電路404會切換至一替代的放電模式而時序電壓VTIM 528則會以斜率m2下降。如圖5A中進一步所示，該上參考電壓VH 532對應於導通時間tON實質上等於關鍵時間tC 514時的時序電壓VTIM 528的數值。換言之，時序電壓VTIM 528達到上參考電壓VH 532的時間為導通時間tON達到關鍵時間tC 514的時間，而且時序電路404接著會切換至一替代的放電模式，其中，時序電壓VTIM 528會以斜率m2下降。
    於圖5A中所示的範例中，斜率m2小於斜率m3。於其中一實施例中，斜率m2等於斜率m3的一半，或者，數學表示為：。如進一步的討論，斜率m2與斜率m3(以及斜率m1)之間的比值可以負載比來表示。時序電壓VTIM 528會以斜率m2下降直到切換器S1 110關閉為止。換言之，在延長導通時間tONX期間，時序電壓波形VTIM 528的下降速率係由斜率m2來決定。一旦切換器S1 110關閉，時序電壓波形VTIM 528便會以斜率m3下降，直到達到下參考電壓VL 530為止。圖5A所示的斜率m2為恆定，從而會導致時序電壓VTIM線性下降。於另一實施例中，斜率m2並非恆定，從而會導致時序電壓VTIM非線性下降。
    在切換週期TS 510期間，導通時間tON大於關鍵時間tC 514。然而，切換週期TS 510期間的導通時間tON長過切換週期TS 508期間的導通時間tON。換言之，切換週期TS 510期間的延長導通時間tONX長過切換週期TS 508期間的延長導通時間tONX。雷同於前面的切換週期，時序電壓VTIM 528會以斜率m1上升至上參考電壓VH 532。時序電壓VTIM 528接著會在剩餘的導通時間tON中以斜率m2下降。一旦切換器S1 110關閉，時序電壓VTIM 528便會以斜率m3進一步下降至下參考電壓VL 530。
    圖5A中進一步顯示出最大負載比電壓VDM 533。如進一步的討論，若在時序電壓波形VTIM 528達到上參考電壓VL 530之後並且在切換器S1 110關閉之前時序電壓波形VTIM 528下降至最大負載比電壓VDM 533以下的話，DCMAX訊號410會被致能且切換器S1 110會被關閉。固定該最大負載比電壓VDM 533會確保切換器S1 110的最小關閉時間tOFF並且進一步防止次諧波振盪。
    如上面參考圖3所提，切換週期TS可以基礎週期T0 512和延長週期TX來表達。進一步言之，延長週期TX可以延長導通時間tONX來表達。藉由組合公式(1)與(2)，切換週期TS可以表達如下：T S =T0+kt ONX (8)其中，t ONX =t ON -t C 。如上面所提，延長係數k的數值可以部分由控制器122和時序電路404的特性來決定。對一具有替代放電模式的時序電路404來說，一旦導通時間tON大於關鍵時間tC 514，延長係數k便會和斜率m2與斜率m3的比值成正比。舉例來說，延長係數k可能和數值一以及斜率m2與斜率m3的比值之間的差值成正比，可表達成： 然而，因為|m 3|=|m 1|，延長係數亦可以斜率m2與斜率m1來表示。藉由組合公式(8)與公式(9)並且以斜率m1來表示公式(9)，切換週期TS可以表達如下： 如公式(10)中所示，切換週期TS可以改變導通時間tON與關鍵時間tC之間的差值的某個倍數。進一步言之，切換週期TS亦可以負載比D、斜率m1、斜率m2、以及基礎週期T0來表示： 如上面所提，該補償係數k可能等於：。藉由比較公式(10)和公式(7)便能夠決定斜率m2與m1的邊界關係。為達穩定之目的： 其能夠簡化成： 於其中一實施例中，藉由運用公式(13)來決定斜率m2與斜率m1之間的比值可以防止次諧波振盪。
    於本發明的另一實施例中，對一恆定的斜率m2來說，斜率m2與m1的比值會部分由最大負載比來決定： 因此，公式(9)的補償係數k的邊界公式可以表達成： 對圖5A中所示的範例來說，最大負載比實質上為66%。藉由運用公式(14)與(15)，斜率m2實質上為斜率m1的大小的一半，而且延長係數k實質上為一半。因此，延長週期TX(切換週期TS延長超過基礎週期T0 512的時間量)實質上為延長導通時間tONX的一半。
    於另一範例中，斜率m2實質上等於零。當斜率m2為零，延長係數k實質上為一。因此，於此範例中，延長週期TX實質上等於延長導通時間tONX。如參考圖5B的進一步討論，斜率m2可以負載比及/或導通時間tON的函數來改變。
    圖5B雖然圖解和圖5A雷同的電壓波形VTIM 528；然而，斜率m2係一變動斜率。如切換週期TS 509與511中所示，電壓波形VTIM 528會以斜率m1上升，直到導通時間tON實質上等於關鍵時間tC 514為止。一旦達到關鍵時間tC 514，時序電壓VTIM 528便會在剩餘的導通時間tON中以可調適的斜率m2下降。一旦切換器S1 110關閉，時序電壓VTIM 528便會以斜率m3下降，直到達到下參考電壓VL 530為止。然而，斜率m2可以變動。於其中一實施例中，斜率m2可以負載比D為函數來改變。
    如上面針對公式(14)所提，當斜率m2為恆定時，斜率m2與斜率m1之間的比值可以最大負載比DMAX來表示： 然而，相較於斜率m2保持恆定，藉由改變每一個切換週期裡面的斜率m2，切換頻率fS從基礎頻率處的改變可能會比較小。換言之，相較於運用恆定的斜率m2，藉由改變斜率m2，切換頻率的縮減會比較少。因此，於其中一實施例中，斜率m2與斜率m1之間的比值可以負載比來表示： 公式(9)顯示該延長係數k可以斜率m2與斜率m1為函數來表示。因此，該延長係數k亦可以負載比D為函數來改變。進一步言之，藉由將公式(16)代入上面的公式(10)之中，當斜率m2為非零時，切換週期TS可以負載比D和基礎週期T0來表達：
    又，於另一實施例中，斜率m2等於零，其中，公式(17)可進一步簡化成：
    接著參考圖6，圖中所示的係時序電路404之具有斜率m2的時序電壓波形VTIM 602的各實施例關係圖，其包含一下參考電壓VL 604、一上參考電壓VH 606、一最大負載比電壓VDM 607、一關閉時間tC 608、一導通時間tON 610、一延長導通時間tONX 612、一基礎關閉時間tOFFB 614、一斜率m1 616、一斜率m2 618、以及一斜率m3 619。圖中顯示時序波形622、624、以及626。圖6顯示具有不同數值之斜率m2 618的每一個時序波形622、624、以及626的個別切換週期TS與關閉時間tOFF的變化。圖6中進一步包含波形620(以虛線表示)，其圖解當導通時間tON 610大於關鍵時間tC 608時，若切換週期TS與頻率fS不會改變的話，時序電路404的特性。圖6中所示之時序電壓波形VTIM 602的各實施例遵循和圖5中所示之電壓波形VTIM 528雷同的特性。
    如圖6中所示，時序電壓VTIM 602會增加至上參考電壓VH 606為止。一旦達到上參考電壓VH 606，時序電壓VTIM 602便會下降，直到達到下參考電壓VL 604為止。時序電壓VTIM 602達到上參考電壓VH 606並接著下降至下參考電壓VL 604所花費的時間實質上係該特殊切換循環的切換週期TS。於圖6中所示的範例中，時序電路404藉由變更下降至下參考電壓VL 604的速率來變更切換週期或切換頻率。
    進一步言之，當導通時間tON 610大於關鍵時間tC 608時，控制器122(且接著為時序電路404)會切換至一替代的放電模式。換言之，一旦導通時間tON 610大於關鍵時間tC 608，切換週期與切換頻率便會改變。此外，上參考電壓VH 606會經過選擇，俾使得當時序電壓VTIM 602達到上參考電壓VH 606時，導通時間tON 610實質上會等於關鍵時間tC 608。於其中一實施例中，當時序電壓VTIM 602達到上參考電壓VH 606時，控制器122(且接著為時序電路404)可能會切換至一替代的放電模式。如會解釋般，切換週期與切換頻率的變化程度會部分相依於時序電路404的替代放電模式的特性。
    波形622、624、以及626分別圖解該時序電壓VTIM 602在導通時間tON 610的起點處以斜率m1 616增加至上參考電壓VH 606為止(其對應於導通時間tON 610實質上等於關鍵時間tC 608)。一旦達到上參考電壓VH 606，若切換器S1 110仍為開啟，時序電壓VTIM 602便會切換至一替代放電模式。換言之，時序電壓VTIM 602會在延長超越該關鍵時間tC 608的剩餘導通時間tON 610(亦稱為延長導通時間tONX 612)中以斜率m2 618下降。如上面所提，於其中一實施例中，斜率m3 619的大小實質上等於斜率m1 616的大小。
    然而，波形620圖解的係不包含如本文中所揭示之替代放電模式的習知控制器的時序電壓。因此，波形620的切換週期TS實質上等於基礎週期T0 628。此外，波形620的關閉時間實質上等於基礎關閉時間tOFFB 614。如圖6中所示，最終的波形620和導通時間tON小於或等於關鍵時間tC的時序波形相同。因此，當負載比大於50%時仍可能發生次諧波振盪。
    在波形622中，斜率m2 618實質上等於斜率m3 619的一半以及斜率m1 616的一半，或者，數學表示為： 因此(且進一步如公式(10)所示)，波形622的切換週期T1 630會延長超越該基礎週期T0 628一半的延長導通時間tONX 612，或者，數學表示為： 此外，波形622的關閉時間tOFF1還會延長超越基礎關閉時間tOFFB 614一半的延長導通時間tONX 612。
    在波形624中，斜率m2 618實質上等於斜率m3 619的四分之一以及斜率m1 616的四分之一，或者，數學表示為： 因此(且進一步如公式(10)所示)，波形624的切換週期T2 632會延長超越該基礎週期T0 628四分之三的延長導通時間tONX 612，或者，數學表示為： 此外，波形624的關閉時間tOFF2還會延長超越基礎關閉時間tOFFB 614四分之三的延長導通時間tONX 612。
    在波形626中，斜率m2 618實質上等於零，或者，數學表示為：m2=0。因此(且進一步如公式(10)所示)，波形626的切換週期T3 634延長超越該基礎週期T0 628延長導通時間tONX 612，或者，數學表示為：T1=T0+tONX。波形626的關閉時間tOFF3還會延長超越基礎關閉時間tOFFB 614延長導通時間tONX 612。明確地說，當斜率m2 618實質上等於零時，每一個切換循環中的關閉時間tOFF3實質上為固定。
    對於波形622、624、以及626來說，一旦切換器S1 110關閉並且開始關閉時間時，時序電路404(且因而時序電壓VTIM 602)會返回正常的放電模式。如上面的討論，時序電壓VTIM 602會以斜率m3 619下降，直到達到下參考電壓VL 604為止。
    藉由選擇斜率m2 618的數值，可以防止次諧波振盪。如上面所提，當斜率m2 618的大小和斜率m1的大小之間的比值為 便可以防止次諧波振盪。於其中一實施例中，斜率m2 618係斜率m1 616的一半。如圖6中所示，斜率m2 618相對於斜率m1 616的數值越小，切換週期TS延長超過該基礎週期T0 628便越長。然而，電源供應器100的輸出功率和切換頻率fS成正比；所以，切換週期TS越長，切換頻率fS越小，可能會導致輸出功率下降。
    如上面所提，用於EMI放射的頻率調變(亦稱為頻率跳動)亦可配合改變切換頻率來運用。於其中一實施例中，頻率跳動可藉由改變斜率m1 616來達成。
    接著參考圖7，圖中所示的係可作為圖4之時序電路404的一範例時序電路704，其包含：一上參考電壓VH 701、一下參考電壓VL 702、一最大負載比電壓VDM 705、一比較器706、一鎖存器710、一具有充電電流IC的電流源712、一具有放電電流IDIS的電流槽714、一具有延長電流IEXT的電流槽716、以及具有時序電壓VTIM的電容器718(也就是，一時序電容器)。時序電路704進一步包含AND閘720與722、一比較器726、反向器728與730、以及一鎖存器732。圖7中還進一步顯示導通時間訊號UON 418、DCMAX訊號410、時脈訊號416、關鍵訊號(CRT)734、以及延長訊號(EXT)736。
    電流源712會利用充電電流IC將電容器718(也就是，一時序電容器)充電至上參考電壓VH 701。充電電流IC的大小會部分決定斜率m1的數值，已參考圖5A、5B、以及6討論過。一旦電容器718的時序電壓VTIM達到上參考電壓VH 701，電容器718便會分別利用放電電流IDIS與延長電流IEXT經由電流槽714與716來放電，直到跨越電容器718的時序電壓VTIM達到下參考電壓VL 702為止。放電電流IDIS與延長電流IEXT的大小會部分決定斜率m2與m3的數值。於其中一實施例中，除了電流源712之外，可能還會併入一被耦合至充電電容器718的額外電流源(未顯示)，用以施行頻率跳動。於此範例中，該額外電流源會提供一三角形電流波形(跳動電流)，用以改變斜率m1的數值。
    上參考電壓VH 701與下參考電壓VL 702之間的差值在本文中稱為時序電路404的振幅擺動。於其中一實施例中，時序電路404的振幅擺動為固定。當振幅擺動為固定時，電容器718的電壓VTIM充電至上參考電壓VH 701並且放電至下參考電壓VL 702所花費的時間會決定時序電路404的頻率與週期。電容器718的時序電壓VTIM會相依於充電電流IC、延長電流IEXT、以及放電電流IDIS的數值線性增加與減少。換言之，充電電流IC、延長電流IEXT、以及放電電流IDIS的大小可以決定時序電路404的頻率並且因而改變切換器S1 110的切換頻率fS與切換週期TS。
    如上面所提，於實施例中，當切換器S1 110的導通時間tON大於關鍵時間tC，時序電路404會改變切換頻率fS與切換週期TS。如進一步的討論，於其中一範例中，當切換器S1 110的導通時間tON大於關鍵時間tC，時序電路404會運用延長電流IEXT來改變時序電路404的頻率並且因而改變切換器S1 110的切換頻率fS與切換週期TS。
    電容器718會被耦合至比較器706，俾使得該時序電壓VTIM會在比較器706的非反向終端處被接收。進一步言之，比較器706的反向終端可能會接收下參考電壓VL 702或上參考電壓VH 701，其相依於切換器S9或切換器S10是否為閉合。時序電壓VTIM波形在圖8中圖解為波形VTIM。時序電壓波形VTIM的進一步範例可以在圖5A、5B、以及6中找到。比較器706的輸出還會被耦合用以控制切換器S5、S6、以及S7的切換。如圖7中所示，比較器706的輸出亦可能稱為關鍵訊號CRT 734。因為上參考電壓VH 701對應於已經超越實質上等於關鍵時間tC的時間週期時的時序電壓VTIM的數值，比較器706的輸出會提供和關鍵時間tC有關的資訊。關鍵訊號CRT 734(比較器706的輸出)會被耦合用以控制切換器S7與S6的切換。然而，反向器730係被耦合在比較器706與切換器S5之間。因此，反向的關鍵訊號CRT會被耦合用以控制切換器S5的切換。換言之，當關鍵訊號CRT 734為邏輯低位準時，切換器S5會閉合(也就是，開啟)而切換器S6與S7會張開(也就是，關閉)。當關鍵訊號CRT 734為邏輯高位準時，切換器S5會張開(也就是，關閉)而切換器S6與S7會閉合(也就是，開啟)。
    當切換器S5開啟而切換器S6、S7、以及S8關閉時，電流源712會利用充電電流IC來充電電容器718。當切換器S7開啟時，電容器718會利用延長電流IEXT經由電流槽716來放電。當切換器S6與S8兩者開啟時，電容器718會利用放電電流IDIS經由電流槽714來放電。當切換器S6、S7、S8開啟時，電容器718會利用實質上等於放電電流IDIS與延長電流IEXT之總和的電流來放電。針對圖7中所示的範例來說，延長電流IEXT的大小會部分決定斜率m2的數值，而放電電流IDIS與延長電流IEXT兩者的大小會部分決定m3的數值。換言之，延長電流IEXT的大小對應於斜率m2，而放電電流IDIS的大小對應於斜率m3與斜率m2之間的差值(也就是，IDIS=m3-m2)。在對斜率m2實質上為斜率m3之一半的範例中，放電電流IDIS的大小實質上等於延長電流IEXT。於某些實施例中，時序電路704會藉由改變電容器718放電至下參考電壓VL 702的速度來改變時序電壓VTIM達到下參考電壓VL 702所花費的時間，並且因而改變切換器S1 110的切換頻率fS與切換週期TS。
    比較器706的輸出會被耦合至鎖存器710的輸入。於圖中所示的範例中，比較器706的輸出會在鎖存器710的S輸入及鎖存器710的R輸入兩者處被接收。然而，鎖存器710的R輸入處的小圓圈則表示鎖存器710係接收比較器706的反向輸出。換言之，鎖存器710會在S輸入處接收邏輯高位準數值並在R輸入處接收邏輯低位準數值，或者，反之。
    鎖存器710有兩個輸出，Q輸出和Q橫槓(Q bar)輸出。當鎖存器710在S輸入處接收邏輯高位準數值時，Q輸出為邏輯高位準；而Q橫槓輸出為邏輯低位準。當鎖存器710的R輸入處接收邏輯高位準數值時，Q輸出為邏輯低位準；而Q橫槓輸出為邏輯高位準。鎖存器710的輸出會被耦合用以控制切換器S9與S10的切換。於圖中所示的範例中，Q橫槓輸出會控制切換器S9的切換，而Q輸出會控制切換器S10的切換。於其中一實施例中，邏輯高位準數值對應於張開的(也就是，關閉)切換器。進一步言之，鎖存器710的Q橫槓輸出係被當作時脈訊號416。
    電容器718會進一步耦合至比較器726，俾使得時序電壓VTIM會在非反向輸入處被接收。比較器726會在比較器726的反向輸入處接收最大負載比電壓VDM 705。如上面所提，最大負載比電壓VDM 705會確保切換器S1 110的最小關閉時間。對圖7的範例來說，時序電壓VTIM下降至最大負載比電壓VDM 705以下的時點對應於切換器S1 110達到最大負載比的時間。如圖5A、5B、以及6中所示，時序電壓VTIM會在任何給定的切換週期TS期間達到最大負載比電壓VDM 705兩次；然而，時序電壓達到最大負載比電壓VDM 705第二次時會對應於最大負載比。於其中一實施例中，最大負載比為62%。
    AND閘720會被耦合用以接收比較器726的反向輸出(如AND閘720之輸入處的小圓圈所示)以及鎖存器710的Q輸出。AND閘720進一步會被耦合至鎖存器732的R輸入，而導通時間訊號UON 418則會在鎖存器732的S輸入處被接收。因此，DCMAX訊號410在導通時間訊號UON 418的上升緣處為邏輯高位準，並且會在時序電壓VTIM達到上參考電壓VH 701之後並且在時序電壓VTIM下降至最大負載比電壓VDM 705以下時轉變成邏輯低位準數值。因此，AND閘720的輸出會表示時序電壓VTIM在達到上參考電壓VH 701之後下降至最大負載比電壓VDM 705以下的時間，其係該時序電壓在一給定的切換週期內第二次達到該最大負載比電壓VDM 705的時刻。於圖中所示的範例中，DCMAX訊號410的邏輯高位準區段的長度對應於最大負載比。
    比較器726的輸出會進一步在AND閘722處被接收。AND閘722會進一步接收導通時間訊號UON 418。AND閘722的輸出係作為延長EXT訊號736。如上面圖式的討論，延長EXT訊號736會提供和延長導通時間tONX有關的資訊。於圖中所示的範例中，延長訊號EXT 736會提供和延長導通時間tONX之終端有關的資訊。延長訊號736 EXT會在反向器728處被接收，其接著會進一步被耦合用以控制切換器S8的切換。於其中一範例中，當延長訊號736為邏輯低位準時，切換器S8為閉合(也就是，開啟)；而當該延長訊號為邏輯高位準時，切換器S8為張開(也就是，關閉)。在操作中，當比較器726的輸出為邏輯高位準且導通時間訊號UON 418為邏輯高位準時，AND閘722為邏輯高位準。於該切換循環的開始處，延長訊號EXT 736為邏輯低位準。一旦時序電壓VTIM 718達到最大負載比電壓VDM 705，延長訊號EXT 736會轉變成邏輯高位準數值。接著，延長訊號EXT 736會在導通時間tON結束處轉變成邏輯低位準數值。延長訊號EXT 736可能還會在時序電壓VTIM 718下降至最大負載比電壓VDM 705以下時轉變成邏輯低位準數值。因此，AND閘722的輸出可被用來表示延長導通時間tONX的終點。
    在操作中，當切換器S5閉合且切換器S6與S7張開時電容器718會充電，俾使得電容器718會在一切換週期開始處被電流源712充電。電容器718上的時序電壓VTIM會以由充電電流IC及電容器718之尺寸所決定的斜率增加。另外，在一切換週期開始處，切換器S9閉合且切換器S10張開。因此，比較器706會接收上參考電壓VH 701，而且時序電壓VTIM會與上參考電壓VH 701作比較。當時序電壓VTIM達到上參考電壓VH 701時，如CRT訊號734所示之已達到關鍵時間tC，切換器S5會關閉且切換器S6與S7會開啟。此外，切換器S9會關閉且切換器S10會張開，因此，比較器706現在會接收下參考電壓VL 702。
    若導通時間tON小於關鍵時間tC，在達到關鍵時間tC之後的剩餘切換週期中延長訊號EXT 736會為邏輯低位準，且因此，在達到關鍵時間tC之後切換器S8為導通。切換器S6、S7、以及S8全部導通，電容器718便會在正常的放電模式之中利用電流槽714與電流槽716來放電。在正常的放電模式中，電容器718會以由放電電流IDIS及延長電流IEXT所決定的斜率來放電，直到時序電壓VTIM達到下參考電壓VL 702為止。
    然而，若導通時間tON大於關鍵時間tC，那麼，控制器便會切換至替代放電模式且延長訊號EXT 736會切換至邏輯高位準數值。此外，在時序電壓VTIM仍大於最大負載比電壓VDM 705的前提下，表示尚未達到最大負載比，那麼，反向器728的輸出仍為邏輯低位準。因此，切換器S8會張開並且禁止電流槽714放電電容器718。因此，在替代放電模式中，電容器718可能會以由延長電流IEXT所決定的斜率利用電流槽716而非電流槽714來放電。若導通時間tON結束或是時序電壓VTIM下降至最大負載比電壓VDM 705以下，切換器S8會再次開啟，讓控制器返回正常放電模式。
    接著，參考圖8，圖中所示的係圖7的時序電路704的各種電壓波形與電流波形的時序圖，其包含切換電流ID 802、導通時間訊號UON 804、關鍵訊號CRT 806、延長訊號EXT 808、時序電壓VTIM 810、時脈訊號CLK 812、以及DCMAX訊號814。圖8中還顯示切換週期TS 816、818、以及820。每一個切換週期TS 816、818、以及820之中皆顯示個別的導通時間tON、關閉時間tOFF、關鍵時間tC、以及基礎週期T0。切換週期TS 818及820還顯示一延長導通時間tONX以及一延長週期TX。時序電壓VTIM 810還顯示一上參考電壓VH、一最大負載比電壓VDM、以及一下參考電壓VL。此外，時序電壓VTIM 810可能會以斜率m1增加至上參考電壓VH。時序電壓VTIM 810亦可能會以斜率m2或m3下降至下參考電壓VL。
    在切換週期TS 816期間，導通時間tON小於關鍵時間tC。在切換週期TS 816的開始處，時脈訊號CLK 812會產生一邏輯高位準數值的脈衝且驅動訊號804會轉變成邏輯高位準數值。切換器S1 110會開啟且切換電流ID 802會開始增加。當切換電流ID 802達到電流極限ILIM時，切換器S1 110會關閉且導通時間訊號UON 804會轉變成邏輯低位準數值。在該切換週期之開始處，切換器S9為導通且切換器S10為關閉(參見圖7)，而時序電壓VTIM 810會與上參考電壓VH作比較。關鍵訊號CRT 806為比較器706的輸出。因此，關鍵訊號CRT 806在切換週期TS 816之開始處為邏輯低位準並且會在時序電壓VTIM 810實質上等於上參考電壓VH時轉變成邏輯高位準數值。如上面所提，上參考電壓VH對應於已經達到實質上等於關鍵時間tC的時間週期時的時序電壓VTIM的數值。於該切換週期的開始處，關鍵訊號CRT 806為邏輯低位準且切換器S5為導通而切換器S6與S7為關閉。時序電壓VTIM 810會以斜率m1(其對應於電容器718被電流源712以充電電流IC充電的時候)增加，直到達到上參考電壓VH為止。一旦時序電壓VTIM 810達到上參考電壓VH，切換器S9會關閉且切換器S10會開啟，而時序電壓VTIM 810會與下參考電壓VL作比較。此外，關鍵訊號CRT 806會從邏輯低位準數值轉變成邏輯高位準數值且切換器S5會關閉而切換器S6與S7會開啟。進一步言之，時脈訊號CLK 812會轉變成邏輯低位準數值。
    然而，在切換週期816的範例中，由導通時間訊號UON 804所提供的導通時間tON會小於關鍵時間tC。因此，延長訊號EXT 808在達到關鍵時間tC之後的剩餘切換週期TS 816為邏輯低位準。因此，在達到關鍵時間tC之後的剩餘切換週期TS 816切換器S8為導通。時序電壓VTIM 810會以斜率m3下降(對應於電容器718利用放電電流IDIS與延長電流IEXT之總和經由電流槽714與716來放電)，直到達到下參考電壓VL為止。如圖8中所示，斜率m3的大小實質上等於斜率m1的大小。當達到下參考電壓VL時，時脈訊號812會產生邏輯高位準數值的脈衝，用以表示切換週期TS 818之起點。
    在切換週期TS 818期間，時脈訊號812會產生邏輯高位準數值的脈衝；且驅動訊號804會轉變成邏輯高位準數值，用以發信通知該切換週期之開始。切換器S1 110會開啟且切換電流ID 802會開始增加。如圖8中所示，切換電流ID 802在關鍵時間tC處尚未達到電流極限ILIM。然而，切換電流ID 802會在DCMAX訊號814轉變成邏輯低位準數值之前先達到電流極限ILIM。
    因為在切換週期818中的導通時間tON大於關鍵時間tC，所以，時序電壓VTIM 810會在切換電流ID 802達到電流極限ILIM之前先達到上參考電壓VH。當達到關鍵時間tC時，關鍵訊號CRT 806會轉變成邏輯高位準數值且時脈訊號812會轉變成邏輯低位準數值。因為當達到最大負載比電壓VDM時導通時間訊號UON 804仍為邏輯高位準，所以，延長訊號EXT 808會轉變成邏輯高位準數值且切換器S8會關閉。因此，時序電壓VTIM會以斜率m2下降(對應於電容器718僅利用延長電流IEXT藉由電流槽716來放電)。
    延長訊號EXT 808會在時序電壓VTIM 810下降至最大負載比電壓VDM以下之前先轉變成邏輯低位準數值。一旦延長訊號EXT 808轉變成邏輯低位準數值，反向器728的輸出會是邏輯高位準且切換器S8會在剩餘切換週期TS 818之中開啟。時序電壓VTIM 810接著會以斜率m3下降(對應於電容器718利用放電電流IDIS與延長電流IEXT之總和經由電流槽714與716來放電)，直到達到下參考電壓VL為止。當達到下參考電壓VL時，時脈訊號812會產生邏輯高位準數值的脈衝，用以表示下一個切換週期TS 820之起點。
    在切換週期TS 820期間，導通時間tON大於關鍵時間tC；然而，切換電流ID 802並不會在DCMAX訊號814轉變成邏輯低位準數值之前先達到電流極限ILIM。因此，因為已達到最大負載比，驅動訊號128會轉變成邏輯低位準數值且切換器S1 110會關閉。在切換週期TS 820的開始處，時脈訊號812會產生邏輯高位準數值的脈衝且驅動訊號128會轉變成邏輯高位準數值。切換器S1 110會開啟且切換電流ID 802會開始增加。如圖8中所示，切換電流ID 802在關鍵時間tC處尚未達到電流極限ILIM。
    因為導通時間tON大於關鍵時間tC，所以，時序電壓VTIM 810會在切換電流ID 802達到電流極限ILIM之前先達到上參考電壓VH。當達到關鍵時間tC時，關鍵訊號CRT 806會轉變成邏輯高位準數值且時脈訊號812會轉變成邏輯低位準數值。因為當達到最大負載比電壓VDM時導通時間訊號UON仍為邏輯高位準，所以，延長訊號EXT 808會轉變成邏輯高位準數值且切換器S8會開啟。因此，時序電壓VTIM會以斜率m2下降(對應於電容器718僅利用延長電流IEXT藉由電流槽716來放電)。
    延長訊號EXT 808會因為時序電壓VTIM 810下降至最大負載比電壓VDM以下而轉變成邏輯低位準數值。一旦時序電壓VTIM 810達到最大負載比電壓VDM並且下降至最大負載比電壓VDM以下，比較器726的輸出為邏輯低位準且AND閘722會接收邏輯低位準數值。因此，切換器S8會在剩餘切換週期TS 820之中開啟。時序電壓VTIM 810會以斜率m3下降(對應於電容器718利用放電電流IDIS與延長電流IEXT之總和經由電流槽714與716來放電)，直到達到下參考電壓VL為止。
    此外，AND閘720會從鎖存器710的Q輸出及比較器726的反向輸出處接收邏輯高位準數值鎖存器732會重置且DCMAX訊號814會轉變成邏輯低位準數值。驅動訊號128會響應於DCMAX訊號814而轉變成邏輯低位準數值而且切換器S1 110會關閉(對應於切換週期TS 820中的切換電流ID 802的導通時間tON結束)。
    本文雖然已藉由本發明的特定實施例、範例、及其應用說明過本發明；但是，熟習本技術的人士便可對其進行各種修正與變更，其並不會脫離申請專利範圍中所提出之本發明的範疇。
    100‧‧‧切換模式電源供應器
    102‧‧‧輸入
    104‧‧‧能量轉換元件
    106‧‧‧一次線圈
    108‧‧‧二次線圈
    110‧‧‧切換器
    111‧‧‧輸入回路
    112‧‧‧鉗止電路
    114‧‧‧整流器
    116‧‧‧輸出電容器
    118‧‧‧負載
    120‧‧‧回授電路
    122‧‧‧控制器
    124‧‧‧回授訊號
    126‧‧‧電流感測輸入
    128‧‧‧驅動訊號
    130‧‧‧切換電流
    132‧‧‧積體電路
    402‧‧‧脈衝寬度調變(PWM)方塊
    404‧‧‧時序電路
    406‧‧‧比較器
    408‧‧‧OR閘
    410‧‧‧DCMAX訊號
    412‧‧‧正反器
    416‧‧‧時脈訊號
    418‧‧‧導通時間訊號
    418A‧‧‧導通時間訊號
    418B‧‧‧導通時間訊號
    418C‧‧‧導通時間訊號
    701‧‧‧上參考電壓VH
    702‧‧‧下參考電壓VL
    704‧‧‧時序電路
    705‧‧‧最大負載比電壓VDM
    706‧‧‧比較器
    710‧‧‧鎖存器
    712‧‧‧電流源
    714‧‧‧電流槽
    716‧‧‧電流槽
    718‧‧‧電容器
    720‧‧‧AND閘
    722‧‧‧AND閘
    726‧‧‧比較器
    728‧‧‧反向器
    730‧‧‧反向器
    732‧‧‧鎖存器
    734‧‧‧關鍵訊號
    736‧‧‧延長訊號
    本文已參考下面圖式說明過本發明之非限制性與非竭盡實施例，其中，除非另外指明，否則，各圖中相同的元件符號表示相同的部件。
    圖1為根據本發明實施例之運用一控制器的範例切換模式電源供應器圖。
    圖2A為圖1之切換模式電源供應器的範例切換電流波形關係圖。
    圖2B為運用電流模式脈衝寬度調變(PWM)控制之圖1的切換模式電源供應器的切換電流波形之另一範例的關係圖。
    圖3為根據本發明實施例之運用一控制技藝的範例切換電流波形的關係圖。
    圖4為根據本發明實施例的一控制器的方塊圖。
    圖5A為運用圖4之時序電路的線性斜率的一範例電壓波形的關係圖。
    圖5B為運用圖4之時序電路的非線性斜率的另一範例電壓波形的關係圖。
    圖6為圖5之電壓波形的各實施例關係圖。
    圖7為根據本發明實施例的一時序電路。
    圖8為圖7之時序電路的各種電壓波形與電流波形的時序圖。
    100‧‧‧切換模式電源供應器
    102‧‧‧輸入
    104‧‧‧能量轉換元件
    106‧‧‧一次線圈
    108‧‧‧二次線圈
    110‧‧‧切換器
    111‧‧‧輸入回路
    112‧‧‧鉗止電路
    114‧‧‧整流器
    116‧‧‧輸出電容器
    118‧‧‧負載
    120‧‧‧回授電路
    122‧‧‧控制器
    124‧‧‧回授訊號
    126‧‧‧電流感測輸入
    128‧‧‧驅動訊號
    130‧‧‧切換電流
    132‧‧‧積體電路
    权利要求:
    Claims (29)
    [1] 一種用在切換電源供應器之中的積體電路控制器，該控制器包括：一脈衝寬度調變(PWM)電路，其會被耦合用以控制一切換器以便響應於一流經該切換器的切換電流並響應於一具有一切換週期的時脈訊號來調節該電源供應器之輸出；以及一時序電路，其會被耦合至該PWM電路以便提供該時脈訊號，其中，該時序電路會響應於該切換器之超過一臨界時間的導通時間來增加該時脈訊號的切換週期。
    [2] 如申請專利範圍第1項之積體電路控制器，其中，若該切換器的導通時間小於該臨界時間的話，該時脈訊號的切換週期係一固定的切換週期；且其中，若該導通時間大於或等於該臨界時間，則該時序電路會增加該切換週期至大於該固定切換週期。
    [3] 如申請專利範圍第2項之積體電路控制器，其中，該臨界時間等於該固定切換週期的一半。
    [4] 如申請專利範圍第1項之積體電路控制器，其中，該時序電路增加該切換週期的時間量會響應於該切換器之導通時間與該臨界時間之間的時間差值。
    [5] 如申請專利範圍第4項之積體電路控制器，其中，該時序電路增加該切換週期的時間量會和該切換器之導通時間與該臨界時間之間的時間差值成正比。
    [6] 如申請專利範圍第1項之積體電路控制器，其中，為響應於達到一電流極限的切換電流，該PWM電路會被耦合以關閉該切換器。
    [7] 如申請專利範圍第6項之積體電路控制器，其中，該PWM電路會被耦合用以接收一代表該電源供應器之輸出的回授訊號，且其中，該電流極限係一響應於該回授訊號的變動電流極限。
    [8] 如申請專利範圍第1項之積體電路控制器，其中，該切換器會被併入該積體電路控制器之中。
    [9] 如申請專利範圍第1項之積體電路控制器，其中，該時序電路包含一時序電容器，且其中，該時脈訊號的切換週期會等於該時序電容器充電至一上參考電壓的充電時間加上該時序電容器放電至一下參考電壓的放電時間。
    [10] 如申請專利範圍第9項之積體電路控制器，其中，若該導通時間大於或等於該臨界時間，則該時序電路會藉由降低該時序電容器放電的速率來增加該時序電容器的放電時間以便延長該切換週期。
    [11] 如申請專利範圍第9項之積體電路控制器，其中，當該切換器的導通時間小於該臨界時間時，該時序電路會以第一速率來放電該時序電容器，且其中，當該切換器的導通時間大於或等於該臨界時間時，該時序電路會以第二速率來放電該時序電容器，其中，該第一速率大於該第二速率。
    [12] 如申請專利範圍第11項之積體電路控制器，其中，該時序電路會在從達到該臨界時間時開始的剩餘導通時間中以該第二速率來放電該時序電容器。
    [13] 如申請專利範圍第11項之積體電路控制器，其中，該時序電路會以該第二速率來放電該時序電容器直到該切換器關閉為止並且接著重新以該第一速率來放電該時序電容器至該下參考電壓。
    [14] 如申請專利範圍第11項之積體電路控制器，其中，該第二速率小於或等於該第一速率的一半。
    [15] 如申請專利範圍第11項之積體電路控制器，其中，該第二速率與該第一速率的比值會在該切換週期期間隨著該切換器的負載比反比改變。
    [16] 如申請專利範圍第11項之積體電路控制器，其中，該時序電路進一步包括：一第一電流源，其會被耦合用以將該時序電容器充電至該上參考電壓；以及一第二與第三電流槽，其會被耦合用以將該時序電容器放電至該下參考電壓，其中，當該切換器的導通時間小於該臨界時間時，該第二電流槽與該第三電流槽會一起被致能用於以該第一速率來放電該時序電容器，且其中，當該切換器的導通時間大於或等於該臨界時間時，該第二電流槽會被禁能且該第三電流槽會被致能用於以該第二速率來放電該時序電容器。
    [17] 如申請專利範圍第9項之積體電路控制器，其中，當該切換器的導通時間小於該臨界時間時，該時序電路會以第一速率來放電該時序電容器，且其中，該時序電路會在該時序電容器上保持一恆定電壓直到該切換器關閉為止並且接著若該切換器的導通時間大於或等於該臨界時間的話以該第一速率來放電該時序電容器。
    [18] 一種切換電源供應器，其包括：一能量轉換元件，其會被耦合用以在該切換電源供應器的輸入與輸出之間轉換能量；一切換器，其會被耦合用以經由該能量轉換元件來控制能量的轉換；以及一控制器，其會被耦合用以提供一驅動訊號來控制該切換器，以便調節該切換電源供應器的輸出，其中，該控制器包含：一脈衝寬度調變(PWM)電路，其會被耦合用以響應於一流經該切換器的切換電流並響應於一具有一切換週期的時脈訊號來產生該驅動訊號；以及一時序電路，其會被耦合至該PWM電路以便提供該時脈訊號，其中，該時序電路會響應於該切換器之超過一臨界時間的導通時間來增加該時脈訊號的切換週期。
    [19] 如申請專利範圍第18項之切換電源供應器，其中，當該切換器的導通時間小於該臨界時間時，該時脈訊號的切換週期係一固定的切換週期；且其中，若該導通時間大於或等於該臨界時間，則該時序電路會增加該切換週期至大於該固定切換週期。
    [20] 如申請專利範圍第19項之切換電源供應器，其中，該臨界時間等於該固定切換週期的一半。
    [21] 如申請專利範圍第18項之切換電源供應器，其中，該時序電路增加該切換週期的時間量會響應於該切換器之導通時間與該臨界時間之間的時間差值。
    [22] 如申請專利範圍第12項之切換電源供應器，其中，該時序電路增加該切換週期的時間量會和該切換器之導通時間與該臨界時間之間的時間差值成正比。
    [23] 如申請專利範圍第18項之切換電源供應器，其中，該PWM電路會被耦合用以響應於達到一電流極限的切換電流來關閉該切換器。
    [24] 如申請專利範圍第14項之切換電源供應器，其中，該PWM電路會被耦合用以接收一代表該電源供應器之輸出的回授訊號，且其中，該電流極限係一響應於該回授訊號的變動電流極限。
    [25] 如申請專利範圍第18項之切換電源供應器，其中，該切換器與該控制器會被併入一積體電路控制器之中。
    [26] 一種方法，其包括：產生一具有一切換週期的時脈訊號；響應被併入於一電源供應器之中的一切換器之超過一臨界時間的導通時間來增加該時脈訊號的切換週期；以及響應於一流經該切換器的切換電流並響應於該時脈訊號來控制該切換器，用以調節該電源供應器的輸出。
    [27] 如申請專利範圍第26項之方法，其中，當該切換器的導通時間小於該臨界時間時，該時脈訊號的切換週期係一固定的切換週期。
    [28] 如申請專利範圍第26項之方法，其中，該切換週期增加的時間量會和該切換器之導通時間與該臨界時間之間的時間差值成正比。
    [29] 如申請專利範圍第26項之方法，其進一步包括響應於達到一電流極限的切換電流來關閉該切換器。
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